منو کاربری

ساخت یک مدار فرکانس شمار برگرفته از سایت etesalkootah.blog.ir

در این مقاله به معرفی یک مدار فرکانس شمار با محدوده ی کار تا 30 مگاهرتز و دقت 100 هرتز می پردازیم که دستگاه اندازه گیری ساده و کارآمدی برای کارگاه شما خواهد بود. این فرکانس شمار در اصل برای استفاده در یک دستگاه گیرنده-فرستنده ی رادیوآماتوری موج کوتاه طراحی شده بود، به این خاطر در ادامه ی شرح این فرکانس متر (که برای فرستنده-گیرنده ی پیش گفته طراحی شده بوده) با قابلیت ها و فانکشن هایی روبرو می شوید که ممکن است مورد استفاده ای در اندازه گیری های شما نداشته باشند که شما می توانید آنها را نادیده بگیرید.

با ارایه ی این مقاله، همزمان، به وعده ای که در مقاله ی «ساخت یک دستگاه آنالایزر آنتن» داده بودیم عمل می کنیم و مدار یک فرکانس شمار مناسب برای آن پروژه را در اختیار خواننده قرار می دهیم.

روشن است که از این فرکانس شمار به عنوان یک دستگاه مستقل نیز می توان استفاده نمود و ساختن و در دسترس داشتن چنین وسیله ی اندازه گیری مفیدی همواره به هر دوستدار الکترونیک خدمت خواهد کرد.

قلب این مدار یک میکروکنترلر PIC است که با قیمت مناسبی تهیه می شود. به این آی.سی. تعدادی افزاره ی معمولی دیگر و یک نمایشگر ال.سی.دی. دارای یک سطر 16 کارآکتری اضافه می شود. در حقیقت آرزوی داشتن فرکانس شماری ساده تر از این آرزوی محالی بیش نیست!

.

نقشه شماتیک مدار فرکانس شمار

نقشه ی شماتیک مدار

.

همچنین باید یادآور شد که دقت نمایش این فرکانس شمار 100 هرتز است که برای کاربردهای معمولی بیش از حد دقیق محسوب می شود.

در مدار این فرکانس شمار نکته ی تازه ای دیده نمی شود و در طراحی آن از روش های معمول استفاده کرده ایم. برنامه ی میکروکنترلر را یکی از دوستانم، که با این افزاره ها آشناست، بازنویسی کرد تا پایانه های Ra و Rb میکروکنترلر از یک طرف برای کاربرد در نمایش فرکانس تولید شده در مولد «آنالایزر آنتن» به عنوان عضوی از آن دستگاه، و از سوی دیگر برای کاربرد در اندازه گیری های متفرقه انطباق داشته باشد. برنامه را از اینجا دریافت کنید:

.

دریافت برنامه های مدار فرکانس شمار

دریافت
عنوان: 10MHZ.HEX     دریافت
عنوان: 10MHZ.HEX     دریافت
عنوان: 4MHZ.HEX
دریافت
عنوان: 4.915.HEX     دریافت
عنوان: 8.9063MHZ.hex     دریافت
عنوان: 10.7MHZ.HEX

 

.

شرح زیادی در خصوص نحوه ی کارکرد مدار نمی توان ارایه داد، زیرا تقریباً تمام کارها در داخل میکروکنترلر انجام می پذیرد. دو ویژگی این مدار اجازه می دهند تا بتوان از آن در اندازه گیری و نمایش فرکانس خروجی اغلب مولدهای فرکانس استفاده کرد: آرایش ورودی-خروجی های میکرو به دلخواه کاربر برای تطبیق دادن آن با حالت (مُـد) کاربرد در هر موردِ فرکانسی، و امکان تنظیم «نوسانگرهای فرکانس مبنا» به عنوان «فرکانس رفرنس» در طیف وسیعی از فرکانس ها برای استفاده در تنظیم فیلترهای کریستالی و جبران خطای کوارتزهای به کار رفته در آنها.

بیایید نگاهی به موضوع « آرایش فرکانس ورودی-خروجی» بیاندازیم:

-    پایانه ی ورودی-خروجی RB6 (مرتبط با S3): در صورت وجود پل (جامپر)  روی S3، همه ی ورودی-خروجی های دیگر غیرفعال می شوند. به عبارت دیگر، فقط همان فرکانس سنجیده شده نمایش داده می شود. در این حال می توان از آن در نمایش مستقیمِ فرکانس کار بخش های مختلف گیرنده ها و فرستنده ها استفاده کرد. در دستگاه «آنالایزر آنتن» ما هم این فرکانس شمار را در این «مُـد» با یک تکه کابل هم محور (کواکسیال) کوتاه به آن متصل می کنیم. در اندازه گیری مثلاً فرکانس IF یک گیرنده، فرکانس شمار را از طریق یک خازن 3/3 تا 47 پیکوفاراد به دستگاه تحت آزمایش وصل کنید تا میان دو مدار جداسازی DC اجرا شود. پس از آن می توان تنظیمات ضروری احتمالی را در گیرنده انجام داد.

اما اگر پل روی S3 را برداریم، همه ی ورودی-خروجی های میکرو فعال خواهند شد. این حالت کاری برای مواقعی مانند استفاده از فرکانس شمار در یک مدار مرّکب گیرنده-فرستنده با ساختمان سوپرهترودین (تبدیل فرکانس) و وجود فرکانس ها و فرکانس سازهای متعدد مناسب است.

-    پایانه ی ورودی-خروجی RB5 (مرتبط با S2): وقتی پل بر آن قرار گیرد، فرکانس یک نوسانگر بیرونی (مثلاً یک VFO) با مقدار فرکانس اندازه گیری شده جمع می شود. با برداشتن پل، فرکانس نوسانگر بیرونی از مقدار فرکانس اندازه گیری شده کم می شود. این فانکشن ها در اندازه گیری طبقات فرکانس میانی دستگاه های فرستنده-گیرنده کاربرد دارد و استفاده از آنها در دستگاه «آنالایزر آنتن» لزومی ندارند.

-    پایانه ی ورودی-خروجی RB4 (مرتبط با S1): اصلاح مقدار نمایش به اندازه ی باضافه یا منهای 1/5 کیلوهرتز برای رفتن به باند جانبی بالا یا پایین برای نشان دادن حالت های کارکرد «تک باند جانبی» (SSB) یا «موج پیوسته» (CW). اگر پل بر روی S1 قرار گیرد، اصلاح معادل 1/5- کیلوهرتز (باند جانبی پایین LSB)، و اگر برداشته شود، برابر 1/5+ کیلوهرتز (باند جانبی بالا USB) خواهد بود.

-    پایانه ی ورودی-خروجی RB0 (مرتبط با S4 ): با قرار گرفتن پل روی S4، نمایشگر مقدار مجموع فرکانس کار و عبارت USB به معنی «باند جانبی بالا» را نشان خواهد داد.

-    پایانه ی ورودی-خروجی RB1  (مرتبط با S5 ): با قرار گرفتن پل روی S5، مانند بالا علاوه بر فرکانس کار، عبارت LSB نیز نمایش داده خواهد شد.

-    با قرار دادن پل رو هر دو پایانه ی RA0 و RA1: عبارت CW که همان حالت ارسال «تلگرافی» است بر صفحه ی نمایش ظاهر خواهد شد.

مزیت وجود این پل ها در آن است که امکان اتصال فرکانس شمار را به عنوان دستگاه جانبی (Periphery) به رایانه می دهد. لازم به یادآوری نیست که تمام پایانه های میکروکنترلر را می توان به واسطه ی ترانزیستور و یا اُپتوکوپلر تحت کنترل و فرمان الکترونیکی نیز قرار داد. این امکان در طراحی و ساخت دستگاه های پیچیده تر بسیار مطلوب است.

میکروکنترلرها معمولاً در داخل خودشان «نوسانگر مبنای زمان» (Time base oscillator) دارند، طوری که مثلاً برای راه انداختن نوسانگرِ 16F84 فقط لازم است بین پایانه های 15 و 16 آن یک کریستال کوارتز به همراه دو خازن کوچک (برای تنظیم دقیق فرکانس) نصب کرد. اگر دستگاه فرکانس متر برای استفاده در یک دستگاه تجارتی در نظر گرفته شده باشد، مشکلی در استفاده از این نوسانگر داخلی در پیش نخواهد بود، اما اگر قرار است فرکانس شمار شما در دستگاه دقیق تری مورد استفاده قرار گیرد، نباید در قسمت نوسانگرِ میکرو از کوارتزهای خیلی ارزان محصول تولیدکنندگان ناشناس استفاده کنید. نمونه ی چنین کاربردهایی در امور رادیوآماتوری ساخت فیلترهای کریستالی باند باریک است.

تفاوت میان مشخصه های کریستال های کوارتز موجود در بازار بر حسب سازنده بسیار زیاد است. من خودم در میان وسایلم تعدادی کریستال 10 مگاهرتز دارم که برخی از آنها دقیقاً 10 مگاهرتز هستند، اما بخشی نیز حتی خطای «آفسِت»ی تا 9/997 مگاهرتز دارند (بسته به این که برای تشدید سری یا موازی ساخته شده باشند، که البته روی آنها درج نشده است!). باید دانست که در میکروکنترلرها اصلاح حدّی از انحرافِ فرکانس، که مقدار آن از یک کیلوهرتز بیش تر باشد، با اضافه کردن خازن تریمر هم ممکن نخواهد بود. البته امکان اصلاح نرم افزاری وجود دارد که این راه حل برای یک کار غیرحرفه ای بسیار دشوار است. راه دیگر برای حذف اثر خطای انحراف فرکانس، بالا بردن فرکانس مبنای زمانی تا حد ممکن است.

در هر صورت ما در طراحی خود راه حل ساخت نوسانگر بیرونی، بیرون از میکرو، را انتخاب کردیم. در مدار ما که پیرامون Q2 ساخته شده، به کمک خازن CV1 می توان به جبران انحراف فرکانسی تا 4 کیلوهرتز دست یافت.

نمایشگر LCD به کار رفته در مدار از نوع ساده و معمولی است که داری یک سطر و 16 کارآکتر می باشد که برای کاربرد ما کاملاً کفایت می کند.

.

نمایشگر ال.سی.دی. و نمونه ای از نمابش آن

نمایشگر ال.سی.دی. و نمونه ای از آنچه که نشان می دهد

.

ارزان ترین نوع آن فاقد روشنایی بود، اما ما نوع دارای روشنایی پشتی (Back light) را انتخاب کردیم که اندکی گران تر بود، اما بسیار حرفه ای تر به نظر می رسد. من برای روشن کردن روشنایی ال.سی.دی. پایه ی 16 آن را به زمین و پایه ی 15 آن را از طریق یک مقاومت محدودکننده ی جریان به 5+ ولت (بعد از تثبیت کننده IC4) وصل کردم. توجه بفرمایید که آنچه در شماتیک مدار در داخل قسمت خط چین قرار دارد، روی فیبر مدار چاپی نصب نمی شود.

.

بورد مونتاژ شده ی مدار فرکانس شمار

.

مقدار اهمی این مقاومت باید طوری انتخاب شود که جریان گذرنده هیچگاه از 120 میلی آمپر بیش تر نشود. در بسیاری از موارد یک مقاومت 22 اهمی مناسب است. همچنین، در صورتی که از فرکانس شمار در یک وسیله ی قابل حمل و باتری خور استفاده می شود، خوب است که سر راه تغذیه ی روشنایی ال.سی.دی. یک کلید قرار دهید تا در مواقع غیرضروری بتوانید آن را خاموش و در مصرف باتری صرفه جویی کنید. توجه کنید که ال.سی.دی. با روشنایی 121/3 میلی آمپر و بی روشنایی فقط 1/3 میلی آمپر جریان می کشد!

پتانسیومتر P1 «کنتراست» یا درجه ی خاکستری نمایش کارآکترها را تنظیم می کند. اگر این پتانسیومتر درست تنظیم نشود، ممکن است هیچ کارآکتری روی نمایشگر دیده نشود، طوری که به نظر برسد دستگاه خاموش است و یا ال.سی.دی. خراب است!

ترانزیستور Q1 و افزاره های پیرامون اش یک تقویت کننده ی کوچک را شکل داده اند که سیگنال ورودی برای اندازه گیری را تا تراز ولتاژی لازم برای کار مطمئن در میکروکنترلر تقویت می کند. پایانه ی ورودی سیگنال به مدار را می توان به یک کانکتور فرکانس بالا (مثلاً از نوع SMA یا BNC)  مجهز کرد. اما اگر ارتباط مستقیم مورد نظر است، باید از کابل هم محور (کواکسیال) استفاده شود. اگر این ارتباط کوتاه باشد، حتی می توان از کابل هم محور صوتی نیز برای این منظور استفاده نمود. در صورت قوی بودن سیگنال ورودی، می توان در مسیر آن یک مقاومت قرار داد. همچنین در مواردی که احتمال تداخل DC بین دو دستگاه و تاثیر منفی بر دامنه ی سیگنال نوسانگر وجود داشته باشد، باید در مسیر کابل، یک خازن سرامیک 3/3 تا 47 پیکوفاراد قرار داد.

دامنه ی سیگنالی که به فرکانس شمار ما وارد می شود باید کمینه 10 میلی ولت، و بهینه 40 میلی ولت باشد. اما دامنه ی این سیگنال هیچگاه نباید از 400 میلی ولت تجاوز کند.

.

طرح فیبر مدار چاپی و راهنمای چینش افزاره ها بر آن

طرح فیبر مدار چاپی و راهنمای چینش افزاره ها بر آن. ابعاد واقعی فیبر 48×76 میلی متر است.

.

برای تنظیم فرکانس نوسانگر مدار به یک اسیلوسکوپ یا یک فرکانس شمار دقیق احتیاج است. تنظیم فرکانس با چرخاندن تریمر CV1 انجام می شود. اگر جوشن های خازن کاملاً همپوشانی پیدا کردند اما فرکانس همچنان انحراف داشت، باید یک خازن کوچک، در حدود 20 پیکوفاراد (یا در صورت لزوم با ظرفیتی بزرگ تر) را با تریمر موازی کنید تا به تنظیم صحیح برسید.

.

برگرفته از سایت etesalkootah.blog.ir

مدولاسيون دلتا

 با سلام  و تسليت ايام وفات بانوي دوعالم مادر سادات  حضرت فاطمه زهرا (ع)

مطلبي از دوست و سرور عزيزم جناب مهندس فرزاد  در وبلاگشون ديدم كه بسيار جالب بود و براي اطلاع دوستان عرضه مي شود

«مدولاسیون دلتا» (DM = Delta Modulation) روش ساده ای برای مدولاسیون برای دیجیتالی کردن سیگنال های آنالوگ است و نوع اصلاح شده ای از «مدولاسیون رمز پالسی» (PWM) است.

در مدولاسیون دلتا، از سیگنال آنالوگی که قرار است دیجیتالیزه شود، در فاصله های زمانی معیّن نمونه برداری می شود (تصویر 1) و مقدار این نمونه با نمونه ی برداشت شده ی پیشین مقایسه می شود.

.

فرآیند مدولاسیون و دمدولاسیون.

در صورتی که تفاوتی بین دو نمونه وجود نداشته باشد، تراز منطقی در خروجی مدولاتور بر وضعیت «سیگنال ساعت» (Clock) در لحظه ی نمونه برداری منطبق خواهد بود و اگر در این زمان سیگنال ساعت در تراز منطقی 1 باشد، خروجی مدولاتور هم در تراز 1 قرار خواهد داشت و اگر سیگنال ساعت در تراز منطقی صفر باشد، خروجی مدولاتور در تراز صفر واقع خواهد شد.

حال، اگر نمونه ی جدید نسبت به نمونه ی پیش از آن مثبت باشد، یک 1 منطقی در خروجی مدولاتور ظاهر می شود. اما اگر نمونه ی جدید منفی تر از نمونه ی پیش تر باشد، خروجی مدولاتور به تراز صفر منطقی خواهد رفت.

از نظر فن آوری مدار، ساختن چنین مدولاتوری نسبتاً ساده است (تصویر 2).

.

بلوک دیاگرام مدار مدولاتور و دمدولاتور دلتا.

«قطار بیت» های دریافتی از مدولاتور دلتا در سمت گیرنده، برای بازیابی و بازسازی سیگنال آنالوگ اولیه، به یک مدار «انتگرال گیر» فرستاده می شوند. یک «فیلتر پایین گذر» پس از انتگرال گیر، فرکانس نمونه برداری را از سیگنال آنالوگ جدا می کند.

مقدار فرکانس نمونه برداری در مدولاتورهای دلتا به نحوی انتخاب می شود که حتی تغییرات سریع سیگنال آنالوگ نیز در جریانِ نمونه برداری باعث بروز خطای بزرگی نشوند. به عنوان مثال، در دیجیتالی کردن مکالمات تلفنی توسط مدولاتور دلتا، از سیگنال آنالوگِ صحبت که دارای پهنای باندی بین 300 هرتز و 3/4 کیلوهرتز هست، در هر ثانیه 64 هزار بار نمونه برداری می شود. به عبارت دیگر، مکالمه ی دیجیتالی شده دارای «نرخ داده» (Data rate) ای برابر 64 هزار بیت بر ثانیه (64kBit/s) خواهد بود. در صورتی که در مرحله ی بازسازیِ سیگنال آنالوگ کیفیت بالاتری مدّ نظر باشد، بایستی نمونه برداری از سیگنال آنالوگ با سرعت بالاتری صورت پذیرد.

.

برگرفته از سایت etesalkootah.blog.ir

اناليزر انتن

با سلام  و آرزوي موفقيت دوستان

جناب مهندس فرزاد  استاد و سرور بنده   در  سايت وزين خود مطالب بسيار جالبي اراعه و  در اختيار علاقمندان مي گذارند كه  نمونه آن مدار بسيار جالب زير است

PLL SAA1057 / PIC16F84 from 500kHz to 30MHz

Picture : Our PLL, look the mouse for wired remote control.

This circuit is described in the site www.freddospage.nl, where software can be downloaded.

Although PLL SAA1057 to be discontinued, is possible finds it at low prices in the Brazilian market (R$3,50 = US$1,50).

We made the assembly in UGLY method, with small modifications.

Original project (we add 3 capacitors of 100nF):

The sigle modification was the addition of three capacitors of 100nF. This modification was necessary therefore we use a three buttons PC mouse for the place of the switches STEP, UP and DOWN, thus the control was by hand. E due to the length of the mouse cable was necessary to decoupling the RF.

The power supply comes from the Oscillator to be controlled.

Picture : We use flat cable from computer scrap, it does ease the building.

The signal of RF for frequency control, the tension of frequency control for varicaps as well as the power supply had been connected by a single DIN plug. Later we normalize our interconnections with a mini estereo banana (P2) and are necessary two, one for VCC and incoming RF signal another for referency tension for varicap.

Picture: 2nd PLL built, we use standard cupper board and the LCD is direct connected.

Picture: 2nd PLL, showing the board LCD connections.

The greater inconvenient of this PLL there is no offset, it shows the controlled frequency in kHz. Another problem is the 1kHz step size that it does not allow a fine adjustment in CW or digital modes.

The easiness of assembly, the low cost and the performance are excellent.

Picture: Oscillator 11 to 11.5MHz using a ceramic resonator PLL controlled, it works fine dispite the small size. It is used with BITX15 and ARARINHA 21MHz wich has 10MHz IF. The new oscillators have connections with PLL by two banana stereo plug, it is ease to make small size holes in the case box.

73 from py2ohh miguel

22Bahman

وات متر و برگشت سنج جديد

دوست عزيزم اقاي محمد رضا رنجكش اين دستگاه را ساخته اند

recever radio

Many thanks to David Ai2A for the excellent revision of the following text

40 m Band Superhet Receiver

By the addition of one integrated circuit and some passive components, I was able to convert my earlier developed 40-meter direct conversion receiver design into a superhet model. Anyone who has listened to 40 meters during the evening hours on the crowded 40 m band will appreciate the advantages of the single signal reception, which this circuit offers. All simple direct conversion receiver designs suffer from degraded selectivity performance and are more subject to overload by contrasted to even modest superhet designs. Direct conversion designs are simpler by contrast because they are missing an IF stage and any associated filtering, a BFO and the second mixer.

In order to modify the design to create a superhet model, it was necessary to increase the 1st oscillator frequency from 7000 kHz - 7040 kHz to a revised range of 10686 kHz -10731 kHz (operating frequency plus the intermediate frequency). The choice of this 1st oscillator frequency turned out to be fairly easy by considering the availability of 3686 kHz crystals. Bandwidth is set to 200 Hz by a series coupled filter (using a single 3686 kHz crystal) in the IF amplifier section. This choice is highly suitable for CW operation. The choice of 3686 kHz IF allows use of readily available 10.7 mHz ceramic resonator in the 1st oscillator circuit.

Fig.1: Receiver circuit diagram

The first part of the circuit to be described is the 1st oscillator (main tuning). It is a variation of the Colpitts type oscillator. It uses a 10,7 ceramic resonator as its frequency-determining component. Unlike a quartz crystal based VXO, the ceramic resonator Q1 results in a much broader tuning range (approximately 45 kHz) while still maintaining a desired level of frequency stability at the same time.

A second ceramic resonator with a center frequency of 7020 kHz is used as a front-end filter. This effectively attenuates much of the strong S9 +40 dB strong signal interference from the 41-meter shortwave broadcast band. The shape factor and center frequency, while not a perfect choice, perform quite well. The stop band for this resonator appears to be located at 7125 kHz - well beyond the desired 7040 kHz. The availability, low price, simplicity of the circuit and absence of alignment warrant suggest inclusion of this specific device. A network formed by L1 and L2 help match the 330 ohms resonator impedance to the 50 ohms of the diode ring mixer and the antenna.

The output of the ring diode mixer is coupled to an IF stage based on the NE592 broadband amplifier. I was able to narrow the IF selectivity to 200 Hz by adding a crystal filter using series interstage coupling (formed by a 3686 MHz quartz and resistor R8) between pins 2 and 7. The mixer sees at its IF port a parallel circuit consisting out of R7 and the high input impedance of IC1. L3 and C9 form a parallel resonant circuit that is tuned to the IF. The value of C9 is not critical because the output resistance of IC1 causes strong damping.

The second mixer based on the well-known NE612 and is used as a product detector. The mixer output pins of the NE612 drive the differential input of the NE5532 audio amplifier. Any remaining RF energy present at the output pins is shunted to ground by using the two capacitors C14 and C15. These effectively couple only an AF signal output from the product detector stage into the audio amplifier.

The AF stage has a gain of 60 dB at the 750 Hz audio filter center frequency. The audio filter center frequency is determined by the component values used in the passive series resonant circuit formed by Dr1 and C16. The audio output volume adjustment is controlled with an RF attenuator control P1, located close to the antenna input. The NE5532 output resistance is relatively low, so 60 Ohms headphones can be used without an additional series resistor.

The receiver operates well across a wide range of supply voltages ranging from 9 V to 15 V. The AF amplifier is directly powered from the supply rail. The IF amplifier, second mixer and oscillator need approximately + 8 V. A series voltage-dropping resistor R9 normally meets this requirement. In practice, if the resulting voltage is less than 7 V, reduce the value of R9. Alternatively, one could use a + 8 V voltage regulator in place of R9. Without any input signal, the receiver consumes only a mere 25 mA.

Receiver alignment requires a frequency counter and an oscilloscope. First, measure the 1st oscillator frequency and observe its output voltage at pin 1 of the ring diode mixer. The frequency should be 10686 kHz with C1 at the maximum setting and 10731 kHz at its minimum setting. The measured 1st oscillator (LO) voltage applied to the mixer should measure about 0,5 Vss. If the desired frequency values are not correct, vary C3 and / or C4 slightly. Next adjust the trimmer capacitor C10. It serves to slightly adjust the BFO offset frequency and therefore the resulting received signal AF tone or pitch. The best performance will occur when the BFO frequency offset results in an audio tone of about 750 Hz (matching the passive audio filter resonance (C16 and DR1).

swr meter

my friend  Mr. Rezaee  vswr  meter

dds amplifier

pllبرای فرستنده وگیرنده ها

pllبرای فرستنده وگیرنده ها طرح از خودم